Пасивні регулювальники тембру. Завантажити попередній підсилювач на lm833 з регуляторами вч і нч, балансу та гучності Схеми регуляторів високих та низьких частот

Оцінка якості відтворення звукового сигналу ламповим УНЧ, Як і будь-яким звуковідтворювальним пристроєм, здійснюється кожним слухачем індивідуально, на підставі суб'єктивного сприйняття сигналу, що посилюється. При цьому кожен користувач у процесі прослуховування будь-якої фонограми не тільки оцінює її якість, але й бажає мати можливість змінювати параметри сигналу, що відтворюється НЧ відповідно до своїх особистих запитів. Якість відтворення, в першу чергу, визначається частотною характеристикою звуковідтворювального пристрою, тому в ньому необхідно використовувати регулятор частотної характеристики, який дозволив би встановлювати найкраще для слухача співвідношення напруги в діапазоні частот, що відтворюються. Для цієї мети в УНЧ застосовуються спеціальні каскади, які є регуляторами частотної характеристики. У цих каскадах, часто званих регуляторами тембру, забезпечуються підйом або завал сигналів певних частот стосовно сигналів інших частот у межах смуги пропускання. Часто завдання таких регуляторів обмежується підйомом або завалом сигналів крайніх частот звукового діапазону щодо сигналів середніх частот. У лампових УНЧ ефективно діючі регулятори частотної характеристики дозволяють скоригувати характеристику сигналу, що посилюється відповідно до акустичних властивостей приміщення, компенсувати можливі відхилення від типових характеристик внаслідок можливих спотворень, домогтися найбільш природного звучання фонограми.

З часу появи перших лампових УНЧ у звуковідтворювальній апаратурі застосовувалося безліч схемотехнічних рішень регуляторів тембру. Деякі з них не витримали перевірку часом, оскільки не задовольняли вимогам користувачів, що постійно зростали. Інші ж, після численних модернізацій та удосконалень, і зараз використовуються в сучасній промисловій та радіоаматорській високоякісній ламповій апаратурі. Обмежений обсяг пропонованої книги не дозволяє докладно розповісти про всіх можливих варіантахрегуляторів тембру для лампових УНЧ. Тому нижче будуть розглянуті лише найчастіше використовувані схеми.

Переважна більшість схемотехнічних рішень регуляторів тембру базується на використанні змінних опорів та постійних конденсаторів. Робота цих регуляторів полягає в тому, що зі збільшенням частоти опір конденсатора зменшується. Необхідно відзначити, що зазвичай високоякісної звуковоспроизводящей лампової апаратури регулювання тембру здійснюється з використанням окремих регуляторів для сигналів нижчих, середніх і високих частот. Однак часто, особливо в радіоаматорських конструкціях, можна зустріти регулятори тембру, об'єднані механічно. Елементи схеми таких каскадів підбираються так, щоб при одночасному регулюванні тембру отримати збалансовану зміну смуги пропускання лампового УНЧ, чим забезпечується приємне звучання сигналу, що посилюється навіть при порівняно вузькій смузі пропускання.

Найчастіше в каскадах регуляторів тембру високоякісної звуковідтворювальної апаратури безпосередньо як регулятори використовуються змінні резистори, що дозволяють поступово або плавно змінювати посилення в межах діапазону частот, що відтворюється. Однак нерідко в лампових підсилювачах НЧ застосовуються і ступінчасті регулятори, які іноді називають тон-регістрів. З їхньою допомогою для найкращого відтворення певної фонограми можна відразу вибрати відповідну частотну характеристику підсилювального тракту. На особливу увагу заслуговують багатоканальні (найчастіше триканальні) регулятори тембру, які застосовуються спільно з роздільними підсилювальними трактами, наприклад, для вищих, середніх і нижчих частот, що працюють на відповідні окремі акустичні системи. Переваги цих систем особливо помітні у великих аудиторіях і великих потужностях.

У лампових УНЧ промислового виробництва каскади, що забезпечують регулювання тембру, зазвичай входять до попереднього підсилювача. Регулятори тембру можуть встановлюватися на вході підсилювача, а також між попереднім і кінцевим підсилювачами. Аналогічні схемотехнічні рішення застосовують і в деяких радіоаматорських конструкціях.

У сучасній ламповій апаратурі високої вірності відтворення звуку регулювання тембру зазвичай здійснюється з використанням як частотно-залежних регуляторів посилення, так і регуляторів рівня частотно-залежної негативної. зворотнього зв'язку. Крім цього, можлива побудова регуляторів тембру із застосуванням різних комбінацій зазначених способів. При виборі схеми регулятора тембру необхідно враховувати, що для першого способу регулювання характерна змінна крутість нахилу частотної характеристики на межах діапазону та незмінна частота переходу. Регулятори тембру, встановлені в ланцюзі частотно-залежного негативного зворотного зв'язку, мають змінну частоту переходу та незмінну крутість нахилу частотної характеристики.

Однією з найважливіших умов, що визначає вибір схеми регулювання тембру в ламповому УНЧ, є стійкість роботи підсилювача та відсутність нелінійних спотворень чи генерації. Насправді часто регулятори тембру, включені в ланцюг негативної зворотний зв'язок, є причиною спотворень. Ці спотворення обумовлені змінами фазової характеристики при глибокому регулюванні частотної характеристики. Тому в аматорських конструкціях перевага нерідко надається схемам, в яких регулювання тембру здійснюється в каналі посилення, а не в ланцюзі негативного зворотного зв'язку.

Необхідно відзначити, що помітна на слух зміна тембру зазвичай відбувається, коли відповідні регулятори забезпечують зміну посилення на цій частоті не менше ніж на 6 дБ, тобто у 2 рази. Однак для високоякісної звуковідтворювальної апаратури цієї мінімальної зміни посилення виявляється недостатньо. Тому, щоб слухач міг у широких межах змінювати тембр звучання будь-якої фонограми, регулятори тембру повинні забезпечувати зміна посилення крайніх частотах звукового спектру щонайменше до 15-20 дБ. При цьому вибір меж для кожного окремого регулятора тембру має визначатися і з урахуванням властивостей та особливостей акустичної системи.

Слід також враховувати, що для регулювання тембру в широких межах і з підйомом частотної характеристики на крайніх частотах смуги пропускання за будь-якого способу регулювання необхідно мати в підсилювачі відповідний запас посилення.

Відмінною особливістю простих регуляторів тембру, що застосовуються найчастіше в малопотужних лампових УНЧ, є забезпечення відносного підйому сигналів нижчих частот, що досягається за рахунок завалу вищих частот. Свого часу такі регулятори набули широкого поширення з кількох причин. По-перше, найпростіші акустичні системи на низьких частотах мають дуже помітний завал частотної характеристики, а по-друге, чутливість людського слуху до низьких тонів дещо знижена, особливо за малої гучності. Крім цього, такі регулятори прості у користуванні.

Принципові схеми простих регуляторів тембру, які забезпечують можливість регулювати зменшення високочастотних складових відтворюваного сигналу, наведено на рис. 1.

Рис.1. Принципові схеми простих регуляторів тембру

В обох схемах регуляторів тембра, що розглядаються, частотна характеристика каскаду визначається положенням движка змінного резистора R2. Якщо двигун потенціометра R2 знаходиться у крайньому нижньому за схемою положенні, частотна характеристика не має завалів. Якщо ж двигун змінного резистора R2 знаходиться в крайньому верхньому положенні, то конденсатор С2 шунтує ланцюг проходження сигналу на вищих частотах. В результаті частотна характеристика в області найвищих частот має завал.

Зміна параметрів окремих елементів даних регулювальників тембру також призведе до зміни виду частотної характеристики каскаду. У схемі, що зображена на рис. 1 а, ємність конденсатора С2 може змінюватися в межах від 3000 пФ до 0,01 мкФ, а в схемі на рис. 1 б опір резистора R1 - в межах від 200 до 430 кОм. Якщо в схемі встановити потенціометр R2 опором 10 кОм, то при ємності конденсатора С2, що дорівнює 0,001 мкФ, завал частотної характеристики виявлятиметься на нижчих частотах, а при ємності 5100 пФ - на більш високих частотах діапазону, що відтворюється. На практиці обидві схеми в процесі регулювання забезпечують майже ідентичний результат.

У малопотужних лампових УНЧ згадуваний раніше завал частотної характеристики акустичної системи на нижчих частотах можна частково компенсувати за допомогою ланцюжків, що коригують, принципові схеми яких наведені на рис. 2.

Рис.2. Принципові схеми коригувальних ланцюжків

У схемі наведеної на рис. 2 а частотна характеристика каскаду визначається положенням движка змінного резистора R3. У верхньому за схемою положенні двигуна потенціометра R3 частотна характеристика не має ні підйому, ні завалів. Якщо ж двигун змінного резистора R3 знаходиться в крайньому нижньому положенні, то в області нижчих частот відтворюваного діапазону спостерігається підйом. При необхідності забезпечити постійний фіксований підйом складових нижчих частот можна застосувати коригуючий ланцюжок, принципова схема якого наведена на рис. 2, б.

p align="justify"> Принципові схеми простих регуляторів тембру, які можна встановити на вході лампового УНЧ, показані на рис. 3. За допомогою таких регуляторів забезпечується лише ослаблення посилення сигналів на вищих та нижчих частотах діапазону, що відтворюється. При використанні цих регуляторів підйом частотної характеристики зазвичай здійснюється за допомогою частотно-залежного негативного зворотного зв'язку, що охоплює кінцевий каскад підсилювача.

Рис.3. Принципові схеми регуляторів тембру з придушенням вищих та нижчих частот

У схемі, що зображена на рис. 3 а, паралельно потенціометру R2, за допомогою якого регулюється рівень складових нижчих частот, включений конденсатор С1. Коли двигун змінного резистора R2 знаходиться в крайньому лівому за схемою положенні, конденсатор С1 замкнутий і не впливає на форму частотної характеристики підсилювача, яка в цьому положенні регулятора має підйом на нижчих частотах. У міру пересування двигуна вправо опір потенціометра R2 зростає і в крайньому правому положенні досягає максимальної величини. У цей момент опір змінного резистора дорівнює або дещо більший за реактивний опір конденсатора С1 для нижчих звукових частот. У результаті загальний опір ланцюга цих частот зростає, і вони послаблюються. Регулювання рівня сигналу на вищих частотах діапазону, що відтворюється в схемі, що розглядається здійснюється змінним резистором R3. У нижньому за схемою положенні двигуна потенціометра частотна характеристика підсилювача має підйом на найвищих частотах. При переміщенні двигуна потенціометра в крайнє верхнє положення конденсатор С2 виявляється підключеним до входу підсилювача, що призводить до ослаблення вищих звукових частот.

У схемі, що зображена на рис. 3 б, рівень складових нижчих і вищих частот регулюється практично так само, як і в розглянутій раніше схемі (рис. 3, а). Регулювання гучності здійснюється потенціометр R3. Глибину регулювання частотної характеристики обох схемах можна підібрати зміною величин ємностей конденсаторів С1 (НЧ) і С2 (ВЧ).

Досить часто в радіоаматорських конструкціях простих лампових УНЧ застосовуються регулятори тембру з одним регулятором, за допомогою якого здійснюється зміна форми частотної характеристики тільки на нижчих або вищих частотах діапазону, що відтворюється. Принципові схеми можливих схемотехнічних рішень таких регуляторів наведено на рис. 4.

Рис.4. Принципові схеми регулятора тембру ВЧ (а) та регулятора тембру НЧ (б)

Принципова схемарегулятора тембру, що забезпечує як підйом, так і зріз рівня сигналів вищих частот діапазону, що відтворюється, дана на рис. 4 а. При верхньому за схемою положенні движка змінного резистора R3 на вихід каскаду через конденсатор С3 надходять переважно коливання вищих частот, тобто частотна характеристика має підйом в області вищих частот. Якщо ж двигун потенціометра R3 знаходиться в крайньому нижньому положенні, то на вихід каскаду надходять коливання нижчих та середніх частот, а коливання найвищих частот зрізаються конденсатором С1. В результаті частотна характеристика на найвищих частотах має завал.

Принципова схема одного з варіантів регулятора, в якому положення двигуна потенціометра визначає завал або підйом сигналів нижчих частот, наведена на рис. 4, б. У цій схемі при нижньому положенні движка змінного резистора R3 на вихід каскаду через конденсатор С2 проходять сигнали вищих і середніх частот. При цьому відбувається зріз складових нижчих частот. Якщо ж двигун потенціометра R3 знаходиться у верхньому за схемою положенні, сигнали вищих і середніх частот шунтуються через конденсатор С3, а в нижчих нижчих частот відбувається підйом.

Слід зазначити, що при використанні розглянутих схем для реалізації необхідного підйому частотної характеристики необхідно, щоб підсилювальне пристрій мало запас коефіцієнта посилення і потужності. Так, наприклад, якщо загальна потужність буде обмежена, то регулювання тембру відбудеться за рахунок зниження потужності на середніх частотах. При максимальній потужності підсилювача, наприклад, 2 Вт і заданому підйомі на нижчих частотах на 10 дБ ми отримаємо лише 0,2 Вт потужності на середніх частотах. Якщо така потужність недостатня, необхідно встановити меншу величину підйому характеристики, тобто менший діапазон регулювання.

Розглянуті найпростіші регулятори тембру широко застосовувалися в лампових підсилювачах НЧ малої потужності (від 1 до 3 Вт) з однотактною схемою кінцевого каскаду. Однак такі регулятори не завжди забезпечують необхідне покращення якості звучання, що особливо помітно під час відтворення музичних фонограм. Тому постійно зростаючі вимоги до якості звучання лампових УНЧ призвели до появи так званих універсальних регуляторів тембру, які забезпечують широку зміну співвідношення сигналів нижчих, середніх і вищих частот відтворюваного діапазону. Однією з основних вимог, що пред'являються універсальним регуляторам, є можливість підйому рівня сигналів крайніх частот стосовно середнім. Цій умові задовольняє регулятор тембру, принципова схема якого наведено на рис. 5, а. Неважко помітити, що пропонований каскад є комбінацією двох регуляторів тембру, схеми яких були розглянуті раніше (рис. 4).

Рис. 5. Принципова схема мостового регулятора тембру

Особливістю даного регулятора і те, що він вносить у тракт посилення постійне згасання середній частоті. При цьому рівень сигналів середніх частот та діапазон регулювання встановлюються підбором величин опорів резисторів R7 та R8. Принципи роботи регуляторів найвищих та нижчих частот такого каскаду нічим не відрізняються від розглянутих раніше схем (рис. 4). При необхідності можна значно змінити діапазони регулювання нижчих, так і вищих частот. Для цього достатньо змінити співвідношення ємностей конденсаторів С1 і С3 для вищих частот діапазону, що відтворюється, а також співвідношення ємностей конденсаторів С4 і С5 для нижчих частот. При цьому збільшення співвідношення підвищує підйом рівня сигналу відповідному каналі, а зменшення знижує підйом.

Розглянуту схему можна у вигляді добре знайомого радіоаматорам і професіоналам RC-регулятора так званого мостового типу, принципова схема якого зображена на рис. 5, б. Як зазначалося, даний каскад забезпечує постійне згасання сигналів середніх частот, а переміщення движків потенціометрів зменшує чи збільшує згасання сигналів вищих чи нижчих частот. При цьому межі регулювання на крайніх частотах діапазону, що відтворюються, залежать від згасання, що вноситься регулятором на середній частоті. Так, наприклад, якщо сигнал зменшується в десять разів, тобто загасання дорівнює 20 дБ, то рівень сигналів на вищих та нижчих частотах можна піднімати приблизно на 15 дБ. Головним недоліком розглянутого регулятора є те, що для компенсації загасання, що вноситься каскадом в тракт, посилення доводиться вводити додатковий підсилювальний каскад. При цьому напруга сигналу на аноді лампи цього каскаду повинна бути в кілька разів більша за напругу сигналу, яка подається на сітку наступної лампи (у наведеному прикладі - в десять разів). Однак необхідність отримання великої напруги сигналу може призвести до появи нелінійних спотворень, порівнянних зі спотвореннями, які вносить вихідний каскад підсилювача. Регулятори тембру, виконані за бруківкою, зазвичай застосовуються в лампових УНЧ потужністю від 5 Вт і більше, проте можуть використовуватися і в підсилювачах меншої потужності.

Регулятори тембру можуть розташовуватися в ланцюгах частотно-залежного негативного зворотного зв'язку. Спрощені принципові схеми найпростіших регуляторів тембру зі зміною глибини ООС наведено на рис. 6.

Рис.6. Принципові схеми регуляторів тембрів у ланцюгах ООС

У каскаді, зображеному на рис. 6 а, напруга зворотного зв'язку знімається з вторинної обмотки вихідного трансформатора Тр1 і з резистора R2 подається в ланцюг катода лампи Л1 першого каскаду УНЧ. Резистор R2 в даному випадкує опором навантаження ланцюга зворотний зв'язок. Регулювання рівня сигналів нижчих частот здійснюється потенціометр R3, паралельно якому включений конденсатор С2. Якщо двигун потенціометра R3 знаходиться в лівому за схемою положенні, то частотна характеристика має підйом на нижчих частотах, оскільки реактивний опір конденсатора С2 цих частотах велике, а напруга зворотного зв'язку мало. При регулюванні тембру зі зменшенням опору потенціометра R3 (при переміщенні движка вправо) опір ділянки ланцюга R3C2 для нижчих звукових частот зменшується, напруга зворотного зв'язку зростає, а посилення на цих частотах падає. Регулювання рівня сигналів вищих частот діапазону, що відтворюється здійснюється потенціометром R2. У крайньому верхньому за схемою положенні двигуна цього потенціометра конденсатор С1 виявляється включеним паралельно резистору R1. При цьому на катод лампи Л1 подається повна напруга ООС, та ослаблення посилення на вищих звукових частотахстає максимальним. У міру пересування двигуна потенціометра R2 вниз напруга ООС на катоді лампи Л1 для вищих частот зменшується, а рівень сигналу на цих частотах зростає.

На рис. 6 б наведена принципова схема комбінованого регулятора тембру, в якому один з регуляторів поміщений в ланцюги посилення, а інший - в ланцюги негативного зворотного зв'язку. У цій схемі за допомогою потенціометра R1 забезпечується зміна посилення сигналів вищих частот діапазону, що відтворюється. Регулятор тембру нижчих частот, в якості якого використовується потенціометр R5, встановлений в ланцюзі частотно-залежного негативного зворотного зв'язку і функціонує так само, як і аналогічний регулятор у розглянутій раніше схемі.

Принципова схема складнішого комбінованого регулятора тембру для лампового УНЧ наведена на рис. 7.

Рис.7. Принципова схема комбінованого регулятора тембру в ланцюзі ООС

Неважко помітити, що в регуляторі схема регулювання нижчих частот аналогічна схемі, наведеній на рис. 3 а. При цьому форма частотної характеристики на нижчих частотах діапазону, що відтворюється змінюється за допомогою потенціометра R1. Регулювання рівня сигналів найвищих частот здійснюється за допомогою потенціометра R8. Якщо двигун потенціометра R8 знаходиться в крайньому нижньому положенні, напруга вищих звукових частот на опорі навантажувального ланцюга ООС (резистор R4) невелика, а частотна характеристика на цих частотах має підйом. У міру пересування движка потенціометра R8 опір на ділянці ланцюга, що складається з конденсатора С6 і нижньої частини потенціометра R8, для вищих звукових частот зростає. В результаті напруга вищих частот на опір навантаження R4 збільшується, а їх посилення падає. При цьому одночасно зменшується опір на ділянці ланцюга, що складається з конденсатора С5 та верхньої частини потенціометра R8, що також призводить до ослаблення посилення на вищих частотах діапазону, що відтворюється. Таким чином, у крайньому верхньому положенні двигуна потенціометра R8 посилення сигналів вищих звукових частот є мінімальним.

Одним із недоліків розглянутих раніше RC регуляторів мостового типу є необхідність компенсації загасання, що вноситься каскадом, для чого в УНЧ доводиться вводити додатковий підсилювальний каскад. При цьому напруга сигналу на аноді лампи цього каскаду повинна бути в кілька разів більша за напругу сигналу, яка подається на сітку наступної лампи. Однак необхідність отримання великої напруги може призвести до появи значних нелінійних спотворень. Від зазначених недоліків вільний регулятор тембру з глибоким зворотним зв'язком, принципова схема якого, запропонована ще в середині минулого століття, наведена на рис. 8.

Рис.8. Принципова схема регулятора тембру з глибоким зворотним зв'язком

Даний регулятор тембру є каскад з глибокої ООС. При середніх положеннях двигунів потенціометрів R2 і R5 частотна характеристика регулятора лінійна, яке посилення дорівнює одиниці. Переміщення движка того чи іншого потенціометра зменшує глибину зворотного зв'язку відповідно на нижчих або найвищих частотах, що призводить до збільшення посилення на них. Навіть при максимальному підйомі характеристики на крайніх частотах діапазону, що відтворюється, регулятор тембру все ж охоплений досить глибоким зворотним зв'язком, оскільки коефіцієнт посилення каскаду (без зворотного зв'язку) становить близько 23 дБ. Саме цей факт забезпечує мінімальні нелінійні спотворення. До того ж перевагою такого регулятора є велика крутість зрізів частотної характеристики, що майже не змінюється при регулюванні.

Недоліком схеми, наведеної на рис. 8 є необхідність застосування потенціометра з відведенням від середньої точки. Тому в радіоаматорській практиці широкого поширення набула схема регулятора тембру, в якій можна застосовувати звичайні потенціометри. Принципову схему такого регулятора наведено на рис. 9.

Рис.9. Принципова схема вдосконаленого регулятора тембру з глибоким зворотним зв'язком

Як зазначалося, внаслідок глибокої негативної зворотний зв'язок посилення каскаду, виконаного на лампі Л 2, на середній частоті звукового діапазону близько до одиниці. Коли двигуни регулятора нижчих (потенціометр R2) і вищих (потенціометр R5) частот знаходяться в середньому положенні, частотна характеристика прямолінійна каскаду. У міру пересування двигунів у той чи інший бік змінюється глибина негативного зворотного зв'язку, але це, своєю чергою, призводить до зміни посилення відповідних частотах.

Необхідно відзначити, що вихідний опір каскаду, що розглядається, порівняно невелико завдяки наявності зворотного зв'язку. Цю властивість можна використовувати, коли, наприклад, попередній та кінцевий підсилювачі розміщені на різних шасі, а регулятор тембру є кінцевим каскадом попереднього підсилювача. В цьому випадку включення додаткової ємності величиною до 500 пФ (ємність екранованого з'єднувального проводу) не впливає на форму частотної характеристики тракту. Залишається додати, що вихідний опір каскаду, після якого включений регулятор тембру, має бути невеликим (близько 10 кОм). Ця умова виконується автоматично, якщо в каскаді використовується, наприклад, тріод лампи 6Н8С.

Багатосмугові регулятори тембру, що застосовуються в лампових УНЧ, мають свої відмітні особливості. У таких регуляторах сигнали відтворюваного діапазону частот спочатку за допомогою фільтрів поділяються на складові окремих піддіапазонів, рівень гучності яких регулюється відповідними регуляторами посилення. В одноканальних УНЧ сформовані на виходах регуляторів посилення сигнали підсумовуються і надходять на наступні підсилювальні каскади, а багатоканальних підсилювачах сигнали виділених складових відтворюваного діапазону частот подаються на входи відповідних підсилювальних трактів. Принципова схема найпростішого двоканального регулятора тембру наведена на рис. 10.

Рис.10. Принципова схема найпростішого двоканального регулятора тембру

У цій схемі звуковий сигналза допомогою RC-фільтрів поділяється на складові нижчих та вищих частот. При цьому сигнали найвищих частот посилюються каскадом, виконаним на лівому за схемою тріоді лампи Л1, а сигнали нижчих частот - каскадом на правому тріоді цієї лампи. Посилені сигнали підсумовуються та через конденсатор С4 подаються на вхід наступного каскаду. Рівень посилення сигналів у кожному каналі регулюється відповідно потенціометрами R3 і R6. Таким чином, регулятори посилення, встановлені в кожному каналі, є регуляторами вищих (потенціометр R3) і нижчих (потенціометр R6) частот. Межі регулювання можна змінювати шляхом підбору величин опорів резисторів R4 та R7.

У регуляторі тембру, принципову схему якого наведено на рис. 11 сигнали спектра відтворюваних частот поділяються на три канали. При цьому складові нижчих частот подаються на сітку лампи Л2 через конденсатор С1 і R3 потенціометр, середніх частот - через потенціометр R2, а вищих - через потенціометр R1. Змінити рівень підйому сигналів вищих і нижчих частот, а також підібрати необхідний рівень складових середніх частот можна підбором величин опорів R4, R5 і R6.

Рис.11. Принципова схема найпростішого триканального регулятора тембру

Широкий діапазон регулювання частотної характеристики забезпечує регулятор тембру, принципова схема якого дано на рис. 12. У ньому поділ сигналів забезпечується RC-фільтрами, а регулювання тембру здійснюється окремими регуляторами.

Рис.12. Принципова схема триканального регулятора тембру

Низькочастотні складові проходять через фільтр, виконаний на елементах R4, С6, R6 та С7, який зрізає вищі та середні частоти. Рівень сигналу у цьому каналі регулюється потенціометром R3. Потенціометр R2 є регулятором рівня складових середніх частот, у ланцюзі якого нижчі частоти зрізані конденсатором С3, а вищі шунтовані конденсатором С5. Регулювання рівня складових вищих частот здійснюється потенціометром R1, який одночасно є складовоюфільтру, виконаного на елементах С2, R1, С4, R7. З виходів фільтрів кожного каналу сигнал подається на підсилювальний каскад, виконаний на окремій лампі. Анодні ланцюги ламп з'єднуються через опори R8, R9 і R10, які служать зменшення взаємного впливу каналів.

Багатоканальні лампові УНЧ, у яких тракт посилення сигналів звукової частоти поділяється на кілька каналів, користуються особливою увагою меломанів завдяки високої якостівідтворення. Зазвичай у таких підсилювачах кількість каналів становить два або три канали. У триканальних підсилювачах складові сигналів нижчих, середніх та вищих частот посилюються в окремих каналах. У двоканальних підсилювачівскладові сигналів нижчих і середніх частот зазвичай посилюються на одному каналі, а складові сигналів вищих частот - у другому каналі.

Регулятори тембру, що застосовуються в багатоканальних УНЧ, мають багато спільного з багатоканальними регуляторами, виконаними на основі фільтрів. Головна відмінність полягає лише в тому, що сформовані на виходах регуляторів сигнали виділених складових відтворюваного діапазону частот багатоканальних УНЧ не підсумовуються, а подаються на входи відповідних підсилювальних трактів. Так, наприклад, принципову схему регулятора тембру, призначеного для роботи з двоканальним ламповим УНЧ, наведено на рис. 13.

Рис.13. Принципова схема регулятора тембру для двоканального лампового підсилювача

У цій схемі низькочастотний сигнал, що надходить на вхід регулятора через конденсатор С1, далі проходить через розділовий фільтр R3C5R4C6 на фільтр низькочастотного каналу, а через розділові конденсатори С2 і С3 порівняно малої ємності, що становлять великий опір для нижчих частот, що складають, подається на вхід каналу, де посилюються складові вищих та середніх частот. У низькочастотному каналі після фільтру включений додатковий регулятор рівня нижчих сигналів частот. Регулювання посилення у цьому каналі здійснюється потенціометром R6 за рахунок зміни опору частотно-залежного дільника R5, R6, R7, R8, С7 та С8. При нижньому положенні двигуна змінного резистора R6 відбувається зріз нижчих складових частот. Якщо ж двигун потенціометра R6 знаходиться у верхньому за схемою положенні, в області нижчих частот відтворюваного діапазону відбувається підйом.

Для роботи з триканальним ламповим УНЧ можна використовувати регулятор тембру, принципову схему якого наведено на рис. 14. Неважко помітити, що цей регулятор практично повністю ідентичний регулятору, схема якого показана на рис. 12. Єдина відмінність полягає в тому, що сигнали виділених складових після посилення не підсумовуються, а подаються на входи відповідних підсилювальних трактів.

Рис.14. Принципова схема регулятора тембру для триканального лампового підсилювача

Сьогодні у мене якийсь просто божевільний день, все виходить із першого разу.

Зараз розглянемо схему регулятора тембру НЧ та ВЧ. Як ви вже звикли, я напишу це зовсім не складно

Ось схема регулятора

Використані деталі:

Конденсатори
C1,5 = 0,022мф
C2,6 = 0,22мф
C3,7 = 0,015мф
C4,8 = 0,15мф

Резистори
R1,2,5,6 = 47k
R4, 10 = 3,3k
R7,8,12,13 = 470
R9,11 = 4,7k

Красива схема вийшла, регулятор відмінно працює, блок живлення не вимагає. Тож у вас все вийде. хай щастить

Related Posts

Вийняв з телевізорів динаміки 3ГДШ-1, щоб не лежали без діла вирішив зробити колонки, але так як зовнішній підсилювач із сабвуфером у мене є, значить, збиратиму сателіти.

Всім привіт, шановні радіоаматори та аудіомани! Сьогодні я розповім як доопрацювати високочастотний динамік 3ГД-31 (-1300), він же 5ГДВ-1. Застосовувалися вони в таких акустичних системах, як 10МАС-1 та 1М, 15МАС, 25АС-109…….

Здрастуйте шановні читачі. Так, давненько я не писав пости для блогу, але з усією відповідальністю хочу заявити, що тепер намагатимуся не відставати, і писатиму огляди та статті…….

Привіт шановний відвідувач. Я знаю, навіщо ви читаєте цю статтю. Так та знаю. Ні, що ви? Я не телепат, просто я знаю, чому ви потрапили саме на цю сторінку. Напевно…….

І знову мій знайомий В'ячеслав (SAXON_1996) Хоче поділиться своїм доробком по колонках. Слово В'ячеславу Дісталася якось мені одна колонка 10МАС з фільтром і високочастотним динаміком. Я довго не…….

Поданий нижче пристрій має гарною якістюзвучання і низьким рівнем шумів, а також має функцію обходу (пряма АЧХ), в той же час простота схеми не відлякає радіоаматорів-початківців. В основу пасивної частини схеми входить розробка, описана E.J.James"ом ще в 1948 році, а весь пристрій разом скидається на роботу Baxandall"a зразка 1952 року:) Змахує використанням підсилювального каскаду, в даному випадку ОУ, яким можна підняти амплітуду, "з'їдену" (У цього регулятора амплітуда падає в п'ять разів або -13дБ!) Темброблоком. Аналізуючи широко відомі будь-якому радіоаматору джерела (в яких спостерігається деяка історична неточність), було прийнято рішення поекспериментувати з цією річечкою:

На жаль, реальні графіки АЧХ так і не встиг зняти, проте наведемо результат моделювання у програмі Tone Stack Calculator. Ця схемапримітна використанням R5-R6, які забезпечують вужчий підйом частот, не торкаючись середини. Цих резисторів немає у розробці E.J.James"a, тому симуляція відбудеться без них:). Однак на загальне враження від графіка це не позначиться, просто смуга підйому високих частот буде ширшою.

Але мені хотілося б більшого: ще більший підйом на НЧ і особливо ВЧ, так би мовити із запасом, хоча у вашому випадку все може бути зовсім інакше. Точніше не у вашому випадку, а у випадку вашої акустики:). Наприклад з досвіду експлуатації продукції бердського радіозаводу ВЕГА 50АС-106 регулювання низьких частот темброблока в RRR УП-001 зовсім не підходило, оскільки піднімала лише область верхнього басу (200-250 Гц, басом це важко назвати, швидше за гул). Однак на акустичних системах виробництва ризького радіозаводу Radiotehnika RRR S50b, можна було досягти прийнятної якості звучання. Хоча все це вважається пустощами, оскільки коригує лише враження від прослуховування, коригування АЧХ колонок і, якщо підсилювач ущербний, проводять іншими схемотехнічними дослідженнями, наприклад параметричними еквалайзерами з регулюваннями не тільки по посиленню, але і з можливістю переміщення частоти, що піднімається, і добротності. Але ж ми тут не зібралися виправляти огріхи дорогої акустики?

Разом +6 дБ на основній низькій частоті, і +5 дБ на високій. Спад -3 дБ у сфері середніх частот вирішено підняти посиленням ОУ. Зізнаюся, стало трохи забагато. У схемі поворотом регуляторів важко досягти рівної АЧХ (вірніше зовсім не досягти), тому вирішено додати пристрій, що відключає темброблок. Це може виявитися корисним при експлуатації з вашим підсилювачем більш "просунутого" еквалайзера. Простим замиканням входу і виходу пасивної частини або всього темброблока (у першому випадку замикається конденсатор С3 і як наслідок завалюються верху, у другому - регулювання ВЧ і НЧ зберігається, правда в невеликих межах) тут не обійтися. Тому можна здійснити елементарну комутацію на реле з перекидними контактами (типу РЕМ-9, РГК-14 тощо).

Варто окремо торкнутися з'їжджену тему конденсаторів у блоці тембрів. За своїм суб'єктивним досвідом експлуатації відомого підсилювача Шмельова, у конструкції якого застосовував незамислюючись кераміку імпортного виробництва, широко поширену в магазинах, вихідний сигнал був насичений гармоніками, що відчувалося на слух. Можливо, у сліпому тесті цього темброблока з іншими конденсаторами я б цього й не помітив, але в мене це глибоко відклалося в пам'яті. У цій конструкції вирішив використовувати виключно конденсатори на паперовій основі. Звичайно, тут я не описуватиму досвід використання імпортних конденсаторів за сотні доларів, але як кажуть, чим багатий:). З накопичених запасів витягли конденсатори серій БМТ-2, БМ-2 і МБМ.

Отже, при використанні даних конденсаторів, перше, що необхідно зробити, це виміряти їхню ємність і оглянути на зовнішні пошкодження (особливо для БМТ-2). Серед десятка зразків конденсаторів серії МБМ, 90% мали перевищення номінальної ємності на 40-50%, що вдвічі більше за їх допуск. Вимір ємності дозволяє підібрати конденсатори в пари для 2-х каналів для забезпечення симетричного регулювання. Перше включення і вердикт - однозначно краще використання китайської кераміки. На свій сором мені не вдалося відшукати паперовий конденсатор у ланцюгу ВЧ, тому застосував конденсатор серії КТК, широко використовувався в лампових телевізовах та іншій апаратурі. Крім усього іншого даний конденсатор має гарну термостабільність. Обкладки зі срібла на звуку ніяк не далися взнаки:) (хоча після поповнення багажу знань про цей конденсатор, звук поступово став ставати кращим і... :)). Графіки, які вдалося зняти:

Регулятори повернені на максимум:

Регулятори повернені на мінімум:

Схема пристрою, що вийшов:

Характеристики даного темброблоку:

• Коефіцієнт гармонік, %: трохи більше 0,02.
• Діапазон регулювання, щонайменше: НЧ +-16 дБ, ВЧ +-17 дБ.
• Вхідний сигнал: ~1V.

Показники КГ, сигнал/шум залежать від застосованого ОУ. Вибір упав на TL072, (це здвоєний ОУ фірми ST) через його дешевизну та поширеність. Добре сюди впишуться і такі операційники, як NE5532, NJM4558, LM358. Поекспериментувати можна і з одиночними ОУ (з подальшою переробкою ПП) TL071, NE5534, КР544УД1,2, К157УД2 (з ланцюгами корекції) тощо. З паперовими конденсаторами та ОУ у золотому корпусі, чим не раритет? Для оперативної заміни мікросхеми (якщо надали перевагу іншому ОУ), рекомендується попередньо встановити на відповідне місце панельку DIP-8.

Для живлення активної частини пристрою використовується параметричний стабілізатор напруги на два плечі + і - без використання будь-яких підсилювальних елементів, оскільки в даній схемі загальний струм споживання менший від номінального струму стабілітронів. Для згладжування залишків пульсацій, викликаних пульсаціями блоку живлення УМЗЧ, у схемі присутні два електроліти. Їхня ємність невелика для забезпечення низької інерційності. Такий невеликий набір дає низький рівень фону під час експлуатації пристрою.

Зрозуміло, для забезпечення мінімального рівня фону цього недостатньо. Зменшити фон може допомогти заземлення корпусів змінних резисторів. Деякі групи регуляторів для цього мають окремий висновок (наприклад СП3-33-23). У моєму розпорядженні виявилися широко поширені резистори В-групи (для регулювання балансу вони не підходять), корпус яких після обробки наждачкою я і заземлив. Землі звів до однієї обраної точки (корпус регулятора низьких частот), звідки направив їх землі блоку живлення УМЗЧ. Фотографія пристрою та друкована плата:

Розмір друкованої плати 140х60 мм, тут можна завантажити файл у форматі .lay. Бажаю успіхів у повторенні! .

Обговорити статтю ТЕМБРОБЛОК

Зростаючий останніми роками інтерес до високоякісного звуковідтворення викликав поява у друку ряду статей, присвячених питанням конструювання різних монофонічних і стереофонічних підсилювачів НЧ. Поряд з багатьма позитивними якостями зазначених пристроїв більшість з них має одну загальну ваду - малу (близько 12 дБ) глибину регулювання тембру вищих і особливо нижчих звукових частот. Вузол регулювання тембру цих підсилювачів виконують зазвичай за RC-мостовою схемою і включають між попереднім і кінцевими блоками підсилювача. При такій побудові схеми від попереднього підсилювача потрібні велике посилення і велика амплітуда сигналу на виході, що призводить в кінцевому рахунку збільшення нелінійних спотворень і погіршення ряду інших параметрів підсилювача.

Іноді регулювання тембру здійснюють у ланцюзі місцевої паралельної або послідовної негативного зворотного зв'язку однокаскадного підсилювача. Однак у такому каскаді при максимальному підйомі посилення негативний зворотний зв'язок практично відсутня, що також сприяє отриманню високих якісних показників підсилювача.

У статті до уваги читачів пропонується опис десятиваттного підсилювача, що складається з попереднього коригувального і кінцевого підсилювальних блоків. У ньому підйом вищих та нижчих звукових частот дорівнює відповідно 20 і 24 дБ і здійснюється в ланцюзі загального зворотного зв'язку попереднього підсилювача. При цьому глибина загального негативного зворотного зв'язку залишається практично незмінною у всьому діапазоні регулювання тембру і становить 26 дБ.

Зниження посилення на крайніх частотах робочого діапазону забезпечується RL- та RC-фільтрами, включеними між підсилювальними блоками. При цьому має місце незначне зменшення (на 6-8 дБ) глибини загального зворотного зв'язку на краях робочого діапазону частот лише за максимального ослаблення посилення.

Для регулювання тембру на нижчих та найвищих звукових частотах використовуються широкодоступні резистори СП-1-А або СП-11-А з невеликою переробкою, яка може бути легко виконана радіоаматорами. Завдяки такій переробці та використанню пружної властивості ковзного контакту з'являється також можливість точної установки змінних резисторів у середнє положення, що відповідає плоскій частотній характеристикі коефіцієнта передачі підсилювача.

Застосоване в запропонованій увазі читачів підсилювача глибоке регулювання тембру має значні переваги перед іншими відомими видами регулювань. Вона забезпечує мінімальні нелінійні спотворення, малі шуми, високу стабільність, сталість вихідного опору і вимагає застосування будь-яких спеціальних заходів із забезпечення стійкості роботи підсилювача.

Частотні характеристики регуляторів тембру наведено на рис. 1. Суцільними лініями показані характеристики, отримані в області нижчих частот при встановленні в середнє положення двигуна регулятора тембру вищих звукових частот, а в області вищих частот при установці в середнє положення двигуна регулятора тембру нижчих звукових частот. Пунктиром показано частотні характеристики, отримані при встановленні двигунів регуляторів тембру в крайні положення (підйом або зниження посилення). З рис. 1 видно, що підйом посилення на частоті 100 Гц становить 16 дБ, але в частоті 20 Гц - 24 дБ.

Рис. 1. Частотні характеристики регуляторів тембру.

Підйом посилення на частоті 10 кГц дорівнює 16 дБ, але в частоті 20 кГц - 20 дБ. Максимальна викривлена ​​вихідна потужність підсилювача 10 Вт при напрузі на вході 250 мВ. Діапазон робочих частот підсилювача 20-20 000 Гц за нерівномірності частотної характеристики менше ±0,3 дБ. Нелінійні спотворення діапазоні частот 100- 8000 Гц вбирається у 1,2%. Вхідний опір 100-150 кОм в залежності від положення двигуна регулятора посилення. Вихідний опір 0,1 Ом. Рівень шуму близько – 80 дБ.

Принципова схема підсилювача наведено на рис. 2. Попередній підсилювач зібраний на високочастотних транзисторах Т1-Т3, що забезпечують сталість значень вхідного опору та глибини загального зворотного зв'язку у всьому діапазоні робочих частот.

Рис. 2. Принципова схема підсилювача.

При використанні сплавних транзисторів, наприклад П28, у поєднанні з транзисторами МП41А сталість зазначених параметрів не гарантується зниження коефіцієнта посилення по струму на частотах вище 7-10 кГц.

Всі три транзистори попереднього підсилювача включені за схемою з безпосереднім зв'язком між каскадами і охоплені глибокими місцевими та загальними зворотними зв'язками постійному струму. Зворотний зв'язок, створювана резисторами R2 і R3, стабілізує режими роботи транзисторів Т1-Т3 по струму, а зворотний, створювана резистором R9, включеним між колектором транзистора Т3 і емітером транзистора Т2, стабілізує потенціал колектора транзистора Т3. Зазначені зворотні зв'язки дозволяють використовувати в попередньому підсилювачі транзистори з розкидом коефіцієнта посилення струму від 20 до 200, забезпечуючи високу стабільність режимів їх роботи при зміні температури довкіллявід -20 до +50 °С. Ланцюг зворотного зв'язку по постійному струму, створювана резистором R9, використовується і в ланцюзі зворотного зв'язку змінного струму. Справа в тому, що через резистор R9 протікає частина вихідного струму, під дією якого на резистори R6, включеному в ланцюг емітера транзистора Т2, утворюється змінна напруга загального негативного зворотного зв'язку. Застосований тут загальний зворотний зв'язок має один дуже корисною властивістю: за допомогою включеного в ланцюг резистора R6 можна в широких межах регулювати коефіцієнт посилення підсилювача за напругою, залишаючи практично незмінною глибину загального зворотного зв'язку. Саме ця властивість і використовується для підвищення посилення на вищих і нижчих частотах робочого діапазону.

Постійність глибини загального негативного зворотного зв'язку за зміни коефіцієнта посилення підсилювача зі зворотним зв'язком можна пояснити так.

Резистор R6 ланцюга емітера транзистора Т2 є елементом місцевої негативної зворотний зв'язок. Одночасно він включений у ланцюг загального негативного зворотного зв'язку, тому що через нього ланцюгом R9-R6 протікає частина вихідного струму. При зниженні опору ланцюга емітера транзистора Т2, внаслідок шунтування резистора R6 ланцюгом R7-1L1C5 або R8-] С6, зменшується коефіцієнт передачі ланцюга загального зворотного зв'язку. У той самий час пропорційно збільшується коефіцієнт посилення каскаду на транзисторі Т2 через зниження глибини місцевої послідовної зворотний зв'язок.

Відомо, що при досить великому негативному зворотному зв'язку глибина її дорівнює добутку коефіцієнта передачі ланцюга загального зворотного зв'язку на коефіцієнт посилення підсилювача без загального зворотного зв'язку. Так як при зменшенні опору в ланцюзі емітера транзистора Т2 ці коефіцієнти змінюються у зворотному пропорційній залежності, їх твір, а отже, і глибина загального негативного зворотного зв'язку залишатимуться незмінними, а коефіцієнт посилення підсилювача зі зворотним зв'язком збільшуватиметься за рахунок зміни глибини місцевого зворотного зв'язку . При збільшенні опору в ланцюзі емітера Т2 зазначені вище коефіцієнти також будуть змінюватися у зворотній залежності, внаслідок чого глибина загального зворотного зв'язку знову залишатиметься незмінною.

Експериментальна перевірка підсилювача показала, що, регулюючи опір ланцюга емітера транзистора Т2, можна змінювати коефіцієнт посилення підсилювача в 20 і більше разів. При цьому глибина загального зворотного зв'язку змінюється лише на 20-30%.

Підйом посилення на найвищих частотах досягається за допомогою конденсатора С6, підключеного паралельно резистору R6 через змінний резистор R8-1. Зі збільшенням частоти ємнісний опір конденсатора С6 зменшується і при повністю виведеному резисторі R8-1 все більшою мірою шунтує резистор R6. При цьому досягається підйом посилення 6 дБ на октаву в діапазоні частот від 13 до 16 кГц. При переміщенні двигуна змінного резистора R8 з ділянки R8-2 знижується посилення на найвищих частотах. При R8-2=0 конденсатор С6 разом з резистором R14 утворюють R-фільтр нижніх частот, включений на виході попереднього підсилювача. Збільшення опору резистора R8-2-1 на ділянку R8-2 посилення на вищих частотах збільшується.

Підйом і зниження посилення області нижчих частот досягається за допомогою послідовного резонансного контуру L1C5 добротністю Q ≈ 1, налаштованого на частоту 20 - 30 Гц. Підйом посилення забезпечується в тому випадку, якщо двигун змінного резистора знаходиться на ділянці R7-1 резистора R7, а зниження - на ділянці R7-2 того ж резистора. При R7-2-0 резистор R14 та котушка L1 утворюють фільтр верхніх частот.

Необхідно відзначити, що при такому способі регулювання посилення на вищих і нижчих звукових частотах вихідний опір попереднього підсилювача практично не змінюється у всьому робочому діапазоні і не залежить від величини підйому посилення на краях діапазону, що важливо для узгодження попереднього підсилювача НЧ з кінцевим, однак, оскільки величина вхідного опору транзистора Т2 зменшується на нижчих і вищих частотах пропорційно величині підйому посилення, для збереження його сталості у всьому робочому діапазоні частот базу транзистора довелося підключити до виходу емітерного повторювача, зібраного на транзисторі Т1. Транзистори Т1 та Т2 включені за схемою складеного транзистора. Вхідний опір емітерного повторювача близько 300-500 кОм.

Кінцевий підсилювач містить чотири каскади посилення. Перший і другий каскади (транзистори Т4 і Т5 відповідно) працюють у режимі посилення напруги, а третій та четвертий каскади (транзистори Т6-Т9) - у режимі посилення струму.

Схема кінцевого блоку підсилювача НЧ має деякі відмінності від стандартної схеми підсилювача безтрансформаторного НЧ. Через введення більш глибокого загального негативного зворотного зв'язку по змінному струму підсилювач довелося ввести конденсатори СП, С14 і С15, за допомогою яких забезпечується його стійка робота за межами високочастотної частини робочого діапазону.

Для отримання максимально можливого к.п.д. підсилювача при одному напрузі джерела живлення ланцюга емітера транзистора Т5 відсутня опір місцевої послідовної зворотний зв'язок.

Для стабілізації струму спокою транзисторів Т6 - Т8 ланцюг колектора транзистора Т5 включено два послідовно з'єднаних діода: кремнієвий і германієвий. На схемі вони показані одним діод Д1. Необхідно, щоб ці діоди мали тепловий контакт із радіаторами транзистора Т8 або Т9. Функції кремнієвого діода виконує перехід колектор-база транзистори КТ315А (можна використовувати інші кремнієві транзистори, наприклад МП116, МП113). Як германієвий застосований діод ДЗПА, його також можна замінити будь-яким сплавним транзистором. При необхідності більш точного припасування струму спокою транзисторів Т6-Т9 германієвий діод можна зашунтувати резистором опором у кілька сотень. В кінцевому каскаді підсилювача використовуються порівняно малопотужні кремнієві транзистори КТ801Б, які значно полегшують режим роботи передконечних транзисторів Т6 і Т7, оскільки мають досить великий коефіцієнт посилення по струму Ст = 10-30 при струмі спокою 20-50 мА. Транзистори КТ805 або аналогічні їм застосовувати недоцільно, так як при струмі до 100 мА вони мають ст =2-3, що вимагає значного струму колектора 20-40 мА від передконечних транзисторів, а це виправдано тільки в підсилювачах потужністю вище 25 - 30 Вт.

При напрузі живлення 27 опір звукової котушки гучномовця має дорівнювати 6 Ом. При зменшенні або збільшенні цього опору для отримання вихідної потужності 10 Вт напруга джерела живлення повинна бути змінена відповідно. Однак збільшувати його більше 30-33 В недоцільно, оскільки застосовані в підсилювачі елементи на це не розраховані. Підсилювач добре працює при зниженій напрузі 16-20 В, віддаючи навантаження 4-7 Вт.

Блок живлення складається з понижуючого трансформатора Tpl, випрямляча на діодах Д4-Д7 і стабілізатора напруги, зібраного на транзисторах Т10-Т13 та компенсаційної схеми із захистом від короткого замикання в навантаженні.

Рис. 3. Конструкція переробленого резистора: 1 - частина провідного шару, що залишилася; 2 - ділянки з віддаленим провідним шаром; 3 - виріз у підкові з гетинаксу, на яку нанесений провідний шар; 4 і 6 - пелюстки, з'єднані з кінцями провідного шару; 5 - пелюстка, з'єднана зі ковзним контактом

Деталі. В підсилювачі використовуються резистори МЛТ-0,125 або УЛМ-0,125. Конденсатори - МБМ, БМ-2 та К50-6. Котушка L1 намотана на односекційному каркасі, розміщена в осерді ОБ-20, з фериту 2000НМ зазор 0,15-0,2. Обмотка її містить 1500 витків дроту ПЕВ-1 0,1. Опір котушки постійному струму 100-120 Ом, індуктивність 0,8-1,3 Г.

Змінні резистори R7-1, R7-2 та R8-1, R8-2 виготовляють відповідно до ескізу, показаного на рис. 3 зі змінних резисторів СП-1-A або СП-П-А опором від 2,4 до 3,3 ком. При переробці з резисторів знімають захисний екран і вісь зі ковзним контактом. Пелюстки 4 та 6 (рис. 3) підключають до омметру. Гострим ножем видаляють краї провідного шару так, щоб у середній частині він став уже і рівномірно розширювався до кінців (ділянка провідного шару, яким рухається ковзний контакт, видаляти не можна). В цьому випадку опір змінного резистора має трохи збільшитись. Потім дуже дрібним наждачним папером починають прати частину провідного шару, що залишилася, від середини в обидві сторони на кут до 100°-110° (всього на 200°-220°) так, щоб провідний шар в середній частині прався більше, ніж у країв. Слід прагнути до того, щоб у процесі стирання товщина шару, що залишився, рівномірно зменшувалася від кінців до середини і не було різких стрибків зміни опору при переміщенні ковзного контакту. В цьому випадку підйом посилення в децибелах буде приблизно пропорційний куту повороту двигуна змінного резистора.

Стираючи провідний шар, слід постійно стежити за стрілкою омметра, яка відхилятиметься у бік великих опорів. Після того, як омметр покаже опір 8-9 кОм, подальше стирання треба припинити і в середній частині підкови з гетинаксу, на яку нанесений шар, що проводить, вирізати поперечну канавку 3 (див. рис. 3) шириною 3-4 мм і глибиною до 0, 5- 1 мм, розрізавши на дві електрично ізольовані частини провідний шар. Потім вісь зі ковзним контактом встановлюють на місце і, обертаючи її, переконуються, що ковзний контакт фіксується в середньому положенні при попаданні його пружини у вирізану канавку 3. Якщо ця фіксація недостатньо чітка, канавку слід поглибити. Потім встановлюють ковзний контакт в середнє положення і, по черзі підключаючи омметр контактів 5, 6 і 5, 4 (рис. 3), перевіряють опір між ними. Цей опір має дорівнювати нескінченності.

Далі підключають омметр до контактів 5, 6 змінного резистора, а ковзний контакт із середнього положення зміщують на початок провідного шару, з'єднаного з контактом 6. При цьому стрілка омметра повинна показувати опір близько 3 ком.

Ця ділянка опору відповідає резистору R7-1. Потім омметр з'єднують з контактами 5, 4, ковзний контакт переводять з середнього положення на початок провідного шару, з'єднаного з контактом 4, вимірюють опір цієї ділянки і, стираючи провідний шар дрібним наждачним папером відповідно до наведених вище рекомендацій, доводять опір цієї ділянки до 10 ком. Ділянка опору, з'єднаний з контактом 4, відповідає резистору R7-2. Резистори R8-1 та R8-2 виготовляються аналогічним чином.

Силовий трансформатор Тр-1 можна виконати на будь-якому сердечнику з перетином внутрішнього керна не менше 6 см2, наприклад Ш20Х30. Обмотка I містить 1270 витків дроту ПЕВ 0,27, обмотка II - 930 витків дроту ПЕВ 0,2 н обмотка III - 270 витків дроту ПЕВ 0,8-0,9.

Налагодження. Налагодження підсилювача починають із перевірки випрямляча. Напруга 27 на виході стабілізатора встановлюють змінним резистором R27. Потім амперметр з межею виміру 1,5- 2 А включають на вихід стабілізатора і переконуються у відсутності струму при короткому замиканні виходу стабілізатора амперметром.

Перед включенням кінцевого блоку підсилювача до нього підключають еквівалент навантаження і замикають коротко діоди Д1. Резистором R20 встановлюють напругу 12,5-13 на колекторі транзистора Т5. Потім підбирають діоди Д1 так, щоб споживаний підсилювачем струм (при відсутності сигналу на вході) зріс з 4-5 до 40-50 мА.

Режим роботи транзистора Т4 встановлюють резистором R15 (див. таблицю режимів транзисторів). Далі перевіряють відсутність самозбудження підсилювача за межами високочастотної ділянки робочого діапазону і, якщо вона має місце, на 20-50% збільшують ємності конденсаторів СІ, С14 та С15. При вихідній потужності 10 Вт струм, який споживається підсилювачем від джерела живлення, повинен становити 0,6 А, а напруга на вході кінцевого блоку -1,5-1,8 В.

Вхідний блок підсилювача НЧ працює одразу після включення. Якщо індуктивність велика, ємність конденсатора С5 слід зменшити до 50 мкФ. Послідовно з резистором R8-1 слід увімкнути резистор опором 100 Ом.

Описаний підсилювач добре працює у стереофонічному варіанті.

Регулятори тембрів можна спарити механічним шляхом або застосувати ступінчасті регулятори за допомогою перемикачів.

В цьому випадку при малій глибині підйому можуть бути отримані частотні характеристики з максимумом на частотах 20-30 Гц і 15-20 кГц. При цьому коригувальні кола повинні підключатися до частини резистора R6.

Вирішив послухати, як звучить підсилювач класу Д на IRS2092. Після недовгих
пошуків на Алі було зроблено замовлення. Заради інтересу «як воно звучить» для нього було так само замовлено і темброблок.
Так як підсилювач ще в дорозі, а темброблок вже прийшов, то вирішив.
зробити огляд поки що на нього. Як прийде підсилювач, зроблю огляд і на
його із вимірами.
Плата прийшла в конверті з пухирцем. У комплект входить сама схема і
чотири ручки на резистори. Флюс везе відмитий пайка більш менш
акуратна. Розведення плати середня. Регулятори на фото - зліва на право - ВЧ, СЧ, НЧ, Гучність.

На платі встановлені ОУ NE5532P


Так само на платі розташовані ланцюги стабілізації живлення (L7812 та L7912) та випрямляч.
Можна змінювати напругу з трансформатора для живлення
плати.
Принципова схема регулятора схожа на цю


Відрізняються номінали деяких резисторів та відсутність деяких прохідних
конденсаторів.

Тепер найголовніше – тести.
Тестував на цій карті

Creative Sound Blaster X-Fi Titanium PRO з невеликою доробкою - повністю за екранований зворотний бік друкованої плати, замінений вихідний ОУ на OPA2134, всі конденсатори живлення шунтовані керамікою.
АЧХ (рожевим кольором - зі входу на вихід міну темброблок, синім кольором
- через темброблок - всі регулятори тембру в середньому положенні)


Видно невеликий підйом на низьких частотах (нижче 200Гц) і завал на
високих (вище 6кГц)
Регулятори НЧ у крайніх положеннях


Регулятори СЧ у крайніх положеннях


Регулятори ВЧ у крайніх положеннях

КНІ «THD», правий канал йде минаючи темброблок для порівняння (з виходу картки на
вхід), КНІ темброблоку 0.016%, хотілося б менше звичайно. Пробував ставити OPA2134 замість рідних ОУ, спотворення трохи знизилися але незначно, швидше за все через не зовсім правильне розведення плати.


Залежність КНД від частоти (правий канал йде минаючи темброблок,
рожевий колір на графіку)


Темброблок не інвертує фазу сигналу (правий канал йде минаючи темброблок,
рожевий колір на графіку)

Досить середній за якістю блок, для домашніх виробів піде якщо влаштовує КНІ.
Ставити в планований посилити навряд чи буду через високі
гармонійних спотворень. Розводитиму плату сам, і збиратиму темброблок.
Сподіваюся, інформація була корисна.